宽带变压器（包括平衡-不平衡变压器）在射频电路中有很多应用。例如，一些功率放大器的高频限制是由磁耦合变压器的漏电感和分布绕组电容决定的。在宽带应用中，我们不能简单地通过谐振来消除这些寄生效应合法股票配资平台，而是需要找到替代解决方案。
这就是传输线变压器的用武之地。这些变压器使它们的绕组表现为传输线。通过这样做，它们结合了漏电感和绕组间电容，产生了我们熟知的特性阻抗效应。传输线变压器可以提供比磁耦合变压器更宽的带宽，并且是市场上标准的部件。
在本文中，我们将学习围绕双线线圈构建的其他两种有用配置：相位逆变器配置和延迟线排列。然后，我们将结合这些电路来产生一个宽带 1:4 阻抗匹配电路，称为传输线变压器（Guanella） 1:4 平衡-不平衡转换器。
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双线线圈是平衡-不平衡转换器的核心元件
在我们开始之前，让我们回顾一下我们已经学到的内容。图1显示了使用单双线线圈构建的Guanella 1:1平衡-不平衡转换器。它将输入的不平衡信号转换为输出的平衡信号。
Guanella 1:1平衡-不平衡转换器示意图。
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图1. Guanella 1:1平衡-不平衡转换器。图片由Steve Arar提供该示意图使用传输线变压器的通用符号。与常规变压器的符号一样，该符号看起来像一对电感器符号。这可能会误导初学者，因此值得强调的是，图1中的每个电感器符号实际上代表传输线的导体。
传输线可以是：一种使用线对、双绞线或同轴线构建的双线线圈、一根装有铁氧体磁珠的直线传输线。
逆变器配置：
图1中的平衡不平衡转换器并不是双线线圈可以实现的唯一重要功能。图2显示了双线线圈的另一种有用布置。这种结构可以作为宽带相位逆变器。
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图2:使用双线线圈实现宽带相位逆变器。图片由Steve Arar提供为了理解该电路的工作原理，请记住，当传输线连接到匹配负载时，沿传输线长度的电压信号幅度是恒定的。因此我们有V1 = V2。
请注意，下绕组在输入端接地，而上绕组在输出端接地。通过颠倒负载端的传输线连接，我们翻转了电压极性，导致负载电压为：
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方程式1为了帮助您理解实际实现，图3显示了通过将同轴电缆缠绕在磁芯上实现的相位逆变器电路。
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图3.使用同轴电缆构建的相位逆变器电路。图片由Steve Arar提供逆变器电路的输入阻抗在很宽的带宽范围内匹配（ZIN = Z0 = RL）。但是，随着我们接近直流，输入阻抗接近零。
偶模电流的影响：
上述解释隐含地假设只有奇模电流存在，但当偶模电流流过传输线时会发生什么？图4再现了双线线圈的等效电路模型。
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图4.双线线圈的等效电路模型。图片由Steve Arar提供如果绕组（L）的电抗较小，分流电流可以流过输电线路。在图2的逆变器电路中，分流电流从端子1流向端子3，然后流向地面。这导致输电线路的输入阻抗下降，并在铁芯中产生磁通量。
我上面提供的是对反相器电路的直观解释。如果这不能满足你的要求，可以在Ali M. Niknejad的《高速模拟和数字通信电路电磁学》一书中找到更严谨的分析。
延迟线配置：
图5显示了双线线圈的另一种简单而实用的排列。您可能认为这是我们通常用来将能量从源传输到负载的传输线排列。在匹配负载（RS=Z0=RL）的情况下，这种配置表现为延迟线。
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图5.双线线圈的延迟线配置。图片由Steve Arar提供将传输线绕在铁氧体磁芯上不会影响电路对差分信号的延迟。理想情况下，这些信号的磁场在磁芯内部相互抵消。铁氧体磁芯只能增加共模信号从源端传输到负载时的电感。
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使用平衡-不平衡变压器馈送偶极天线
到目前为止，我们已经了解了双线线圈如何实现以下功能：延迟线、逆变器电路、宽带1:1平衡转换器。
现在是时候考虑构建具有更高变压比的宽带变压器了。我们将首先研究两种基本的1:4平衡-不平衡转换器配置，这些配置可用于从不平衡源馈送对称偶极天线。虽然这两种平衡-不平衡转换器都有重要的缺点，但它们可以帮助我们理解一种对我们来说更实用的电路——Guanella 1:4平衡-不平衡转换器。
为了给偶极天线供电，我们需要为天线的每个元件提供相同幅度和相反极性的电压。图6显示了如何使用半波长传输线来实现这一目的。
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图6：用于馈送偶极天线的半波长平衡不平衡转换器。图片由Steve Arar提供半波长传输线为天线的右手元件创建了相反极性的信号。由于半波长线仅在特定频率下提供预期的相位反转，因此电路是窄带的。
图7显示了另一种解决方案，这次使用我们之前讨论过的反相器电路。
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图7.使用逆变器馈送偶极天线。图片由Steve Arar提供如图6所示，施加到天线上的总电压是信号源提供的电压的两倍。因此，两个电路都提供了1比4的阻抗变换。
图7中的平衡-不平衡转换器提供了相对较宽的带宽，我们可以通过解决其主要限制来进一步改善带宽——传输线的延迟引起的附加相移。除了电路架构产生的预期相位反转外，传输线的延迟还会引入不必要的时间滞后。这种时间滞后会使电路的相移偏离理想的180度，尤其是在我们使用越来越高的频率时。
我们可以通过在信号路径中使用相同的传输线来绕过这个问题，该传输线应用于天线的左侧元件。这使得两条路径的延迟相等，在更宽的带宽上在天线处产生一对具有相同幅度和相反极性的信号。这就是延迟线配置变得有用的地方，我们将在下一节中看到。
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Guanella 1:4平衡变压器和1:N2平衡变压器
图8显示了一个宽带传输线变压器，它结合了相位逆变器电路和延迟线布置。顶部的双线线圈被配置为非反相延迟线，而底部的双线线圈则表现为反相延迟线。这个电路最早由古斯塔夫·瓜内拉（Gustav Guanella）于1944年提出，被称为瓜内拉1:4平衡-不平衡转换器。
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图8. Guanella 1:4输电线路变压器或平衡-不平衡变压器。图片由Steve Arar提供由于平衡不平衡转换器中包含的两条传输线具有相同的长度，因此它们提供了相同的频率相移。这使得电路能够在输出端产生一对信号——理想情况下与频率无关——具有相同的幅度但极性相反。对于两个双线线圈，输出电压是输入电压的两倍。
假设电路是无损的，2的电压增益对应于4的阻抗变换比。换句话说，电路将4R的阻抗变换为R的阻抗，或将R的阻抗变换为4R的阻抗。请注意，每条传输线都看到总负载（RL）的一半。因此，上述电路特性阻抗的最佳值为：
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方程式2图9显示了具有适当特性阻抗和负载电阻的电路的同轴实现，适用于50Ω源。虽然图中没有显示，但同轴电缆通常会装有铁氧体磁珠。
Guanella 1:4平衡-不平衡转换器，使用同轴电缆建造。
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图9.用于50Ω源的Guanella 1:4平衡-不平衡转换器的同轴实现。图片由Steve Arar提供
我们可以通过记住它由两条等长传输线组成，并分别检查其输入和输出侧来加深对这种平衡变压器的理解。
在输入端：传输线是并联的、同相电流相加、阻抗低于输出侧。
在输出方面：传输线是串联的、同相电压相加、阻抗高于输入侧。
我们很快就会看到这种电路观点如何帮助我们实现变压比甚至高于1:4的变压器。不过，在我们继续之前，先来了解一下历史：我们刚才研究的Guanella 1:4电路是旧电视平衡-不平衡变压器中最常用的配置。图10显示了一个例子。
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图10：老式电视中的平衡变压器通常使用Guanella 1:4电路。图片由D. Jackson提供
构建1:N2平衡器
我们可以很容易地扩展并联驱动绕组和串联输出以创建1:n2平衡-不平衡转换器的思想，其中n是等于所使用的双线线圈数量的整数。如图11所示。
Guanella 1:n2输电线路平衡变压器的示意图。
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图11. Guanella 1:n2输电线路变压器。图片由Steve Arar提供在这种情况下，最佳特性阻抗为：
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方程式3
变压器的输入阻抗为：
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方程式4
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关键要点
围绕单个双线线圈可以构建几个有用的电路，包括：1:1平衡器、相位逆变器、非反相延迟线。
n个双线线圈的组合可用于创建1:n2传输线变压器。在这些电路中，高频响应受到寄生效应的限制，寄生效应没有被吸收到传输线的特性阻抗中，例如：线圈的绕组内电容、线路特性阻抗随频率的偏差、影响线路的损失机制。
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